精度

電流測量的精度取決于多個因素之和。在大多數系統中，精度在負載電流范圍的中高端非常重要。有些系統要求在輕負載條件下提供出色的精度，這意味著檢測鏈中的信號非常小。我們可以將精度影響因素分為四類：檢測元件、板布局、放大器和檢測測量電路。

在更詳細地討論精度之前，需要先定義術語TUE?？偡钦{整誤差或TUE是每個LTC297x數據手冊中都會列出的一項規格參數。包括電流和電流測量的TUE規格。TUE是從V_SENSE或I_SENSE引腳到芯片的數字部分這一路徑中，緩沖區和放大器中的PSM器件的內部基準電壓源、增益和偏置誤差共同導致的  組合誤差。TUE是最差情況下的誤差，以所有過程變化和溫度范圍內的READ_IOUT或READ_VOUT讀數的百分比表示。這樣就無需再計算芯片中的單項誤差，例如V_REF誤差和ADC誤差。外部組件（CSA和相關電阻、分流電阻、電感DCR、I_MON電流）各自會產生誤差，必須在總誤差預算中加以考慮。

如前所述，置于輸出路徑中的電阻檢測元件的精度。R_SENSE容差一般為1%。它們成本較低，容易獲取。數值范圍一般在0.5 m?至幾十m?之間。要確定該值，必須考慮相關的電流范圍和范圍兩端需要達到的精度。電流流經R_SENSE時，元件上會生成小電壓delta V。我們需要測量該信號，并通過歐姆定律將其轉換成電流。我們可能希望獲得足夠大的信號，以在輕負載條件下實現出色的精度；但是，在大負載下IR會大幅下降，會對電源性能造成負面影響。我們假設穩壓器的反饋來自負載本身，檢測點連接在負載上。因此，輸出路徑（高端和GND返回路徑）中會出現壓降。R_SENSE位于穩壓器的反饋回路內。其中也包括布局中會導致IR損失的PCB銅。

下方是一個關于精度的示例。假設電源的最大電流為10 A，我們希望精度能低至100 mA。在滿負載時，建議將IR壓降保持在<50 mV。如果檢測電阻位于反饋回路中，則可以產生更大的檢測電壓。大信號的缺點在于檢測元件中存在功率損耗。這是在選擇電阻值時需做出的基本取舍。R_SENSE值是基于滿負載電流狀態下檢測到的電壓計算得出，在本例中，為50 mV/10 A或5 m?。假設我們選擇容差為1%的5 m?檢測電阻。

實現的精度為1%（電阻容差）+ 0.3%（數據手冊中給出的TUE）或1.3%，因為LTC2972/LTC2974/LTC2975輸入檢測電壓>20 mV，該值可以轉換為大于4 A的負載電流。檢測電平<20 mV時，給出的TUE為±60 µV。負載電流為100 mA時，生成的信號為0.1 A × 0.005 ?或500 µV。在±12% (60 µV/500 µV)的輕負載條件下，誤差要大得多，這主要取決于TUE，而電阻容差對精度的影響不大。按值計算，其誤差僅為±12 mA。TUE會導致內部基準電壓源誤差和ADC誤差。選擇容差更嚴格的檢測電阻，得到的精度也會更高。

表2.I_SENSE精度計算示例

上述內容針對LTC297x系列中的大多數產品，適合<6 V的電源軌，其中，LTC2972/LTC2974/LTC2975 I_SENSE引腳可以直接跨接在檢測元件上，從而無需使用外部CSA。如果電源軌>6 V，則PSM管理器系列中的大多數產品都需使用CSA。LTC2971除外，它可以直接連接高達±60 V的I_SENSE引腳。LTC2971的TUE為0.6%，是LTC2972/LTC2974/LTC2975的兩倍；但是，IOUT_SNS引腳可直接連接至電源電壓高達±60 V的檢測電阻。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987來測量>6 V的電源電壓上的輸出電流時，可以使用CSA單端輸出來驅動V_SENSE引腳?？梢允褂萌魏瓮ǖ?，adc_hires位應保持其默認設置值0。從READ_VOUT寄存器讀取輸出電流測量值，且必須將該值從電壓轉換為電流。需要注意的是，V_SENSE引腳具有更大的動態范圍，大于LTC2974/LTC2975的I_SENSE引腳的170 mV限值范圍。由于V_SENSEP引腳可以驅動至6 V，所以，可以將CSA增益設置得更高，以生成更大的檢測電壓。此外，CSA的輸入失調電壓V_OS也需要考慮。V_OS與增益的乘積決定CSA的輸出誤差。如果V_OS為85 µV (LTC6101)，增益設置為100，輸出誤差可能達到8.5 mV。V_SENSE 引腳<1 V時的TUE為2.5 mV，>1 V時則為0.25%。CSA增益應設置為低值，以盡可能降低輸出誤差，但需要足夠大，以利用V_SENSE引腳的大信號范圍。對于給定的增益設置，CSA導致的誤差是固定的mV誤差。轉換后的輸出電流值的誤差顯示在最后一列。表8描述了一個示例。R_SENSE為5 mΩ。

表3.adc_hires = 0時，使用外部CSA計算得出的LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987的精度

 

這說明，外部CSA可以為高檢測電壓提供相當不錯的精度，但是在低檢測電平條件下，會導致更多誤差。

通過生成適當的檢測電壓或信號，可以實現準確的電流測量。來自檢測元件的delta V需要足夠大，以克服芯片和其他來源（例如布局）導致的噪聲和誤差。先確定輕負載精度的重要性，然后預估信噪比(SNR)。通過將產生可接受精度的檢測電壓除以待檢測范圍中的電流值，可以計算出最佳值。

要實現高精度，最好是創建足夠大的信號并盡可能降低元件/布局誤差。也就是說，使用較大的R_SENSE值和容差較小的電阻。您也可以考慮校準電流回讀值。采用已知的負載電流，觀察READ_IOUT值。調節IOUT_CAL_GAIN值，盡量降低回讀值的誤差。使用STORE_USER_ALL命令，將更改過的值存儲到芯片的EEPROM中。

 

檢流電阻檢測精度

檢流電阻方法的優勢在于，它比電感DCR方法更準確，因為分流電阻值的精度一般能達到1%或更高。與電感DCR相比，其溫度系數相當低。但是，即使購買容差很小的電阻，也可能因為布局和焊接問題而失去效用。

分流電阻方法的劣勢在于，它會因IR壓降產生損耗。這會導致發熱，并且在輸出路徑中會出現壓降。如前所述，將檢測電阻置于反饋環路內可以大大減少IR壓降，使穩壓器環路將壓降減少到可忽略不計的水平。

因為LTC297x差分輸入電流會導致差分誤差電壓，所以Rcm電阻的值必須相同。不匹配的Rcm電阻會因為濾波器器件容差而產生誤差。通常，這些電阻值應小于1 kΩ。

 

圖10.I_SENSE引腳電流

 

布局

無論您是計劃使用分立感測電阻，還是使用電感DCR來測量電流，在高負載條件下，布局都很重要。這很可能導致在焊接連接中出現IR壓降，感測連接也會受到影響。最好避免與檢測點之間會出現IR壓降的焊盤進行感測連接。如果比較圖11中顯示的布局，會發現連接至焊盤內部的連接示例中只有少量或沒有IR壓降，這是因為焊盤的這些區域中不會發生或很少發生電流流動。標記為“一般”的布局會因為檢測點（焊盤側面）所在的位置（位于在電流路徑中）出現IR壓降。

 

圖11.分流電阻的布局建議

市面上提供4端口檢測電阻。兩個端口用于連接主電流電路，另兩個端口用于進行開爾文檢測連接。對于要求在大于20 A的電流下具有出色精度的應用，可以采用4端口合金檢測電阻，其值可以低至100 µΩ。有些制造商指定高值電阻的容差比低值電阻更小，所以此時需要做出基本的權衡取舍——要求精度達到0.1%時使用1 mΩ，或達到0.5%時使用400 µΩ。

 

圖12.4端口分流電阻

在確定檢測電阻的布局時，請參考“改進低值分流電阻的焊盤布局，優化高電流檢測精度”獲取關于精度的更多詳情。

 

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987測量輸出電流

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件測量電流的能力有限。它們可以配置為測量奇數通道上的電流：通道1、3、5和7。要進行電流測量配置，必須將通道設置為高分辨率模式（MFR_CONFIG_LTC2977，位9）。這樣V_SENSEM引腳可連接至高達6 V的共模電壓。V_SENSEP和V_SENSEM引腳可跨接在電感(DCR)或電阻檢測(R_SNS)元件上。

 

圖13.MFR_ConFIG adc_hires位

偶數位通道不支持此功能，V_SENSEM引腳（通道0、2、4和6）必須保持在GND的±100 mV范圍內。

在這種模式下，此通道提供的功能就是遙測回讀電流。設置adc_hires位會禁用VOUT_EN引腳，并禁用所有故障響應。本質上，對于LTC2977，它會強制通道進入“關閉”狀態，并且它僅回讀檢測元件兩端的電壓(mV)。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件未配備READ_IOUT寄存器，或使用寄存器來存儲DCR或R_SNS值。而是使用READ_VOUT命令來獲取原始差分電壓讀數。系統主機需要根據該讀數除以檢測電阻值計算出電流。注意，這些值是以L11格式給出的，而不是L16格式。單位為毫伏。如果使用系統主機或FPGA/CPU讀取電流，則必須進行數學運算，將毫伏值轉換為毫安或安培值。應用筆記AN135中包含將L11十六進制轉換為浮點值的示例代碼。

 

圖14.用于檢測差分電流的V_SENSE引腳

LTpowerPlay有一個功能，可以很方便地將這個mV讀數轉換為電流回讀值(mA)。這是一個比例系數，可用于在READ_VOUT寄存器中生成調節值?？梢酝ㄟ^單擊配置窗口中的設置選項卡來訪問此選項。

輸入VOUT顯示比例框中的值應等于1/R_SNS。如果使用外部CSA，需要將比例系數設置為1/(GAIN_CSA/R_SNS)。其中有一個顯示單位字段，通過將V更換為A，可以將伏特改為安培。這樣就可以顯示經過計算的電流讀數，該電流與基于電路中的檢測電阻得到的實際電流一致。例如，如果R_SNS為10 mΩ (0.01 Ω)，則VOUT顯示比例為100。READ_VOUT寄存器現在會報告一個mA值，反映芯片測量的每mV的100 mA。在本例中，對R_SNS為10 mΩ的電源軌施加592 mA負載，則芯片的測量值為5.92 mV。注意：設置下的比例/偏置值不會保存至器件的NVM，但會保存至.proj文件。

 

圖15.設置選項卡中的VOUT顯示比例

圖16.READ_VOUT遙測顯示比例值和單位(mA)

因為差分電壓(VSENSEPn – VSENSEMn)限制為±170 mV，所以選擇檢測元件時必須注意，確保IR壓降不超過此限值。這些引腳的共模電壓可高達6 V。例如，如果預期電流在3 A范圍內，則50 mΩ檢測電阻會為ADC提供150 mV電壓，且允許超出3.4 A。因為有大信號，這有助于提高精度，但在輸出路徑中，150 mV也是很大的IR壓降。因此需要在電流測量精度和輸出中的IR壓降之間做出取舍。應始終關閉負載上的反饋環路，以便穩壓器/伺服器調節至合適的輸出電壓。詳情請參見LTC2977數據手冊。

例如，將其中一個奇數位通道分配用于測量輸出電流。通道7測量通道6的I_OUT，這是一個3.0 V電源。

 

圖17.READ_VOUT轉換為mA（通道7）

當奇數位通道配置為ADC高分辨率模式時，不能使用VOUT_EN引腳，且禁用監控功能；因此，無法快速檢測過電流狀況。但是，如果使用CSA，并將單端信號輸出至V_SENSEP引腳，就可以監控任何通道（在ADC低分辨率模式下）的電流?？梢詫⒁粋€電壓通道專用于監控CSA的輸出。傳輸延遲由通過CSA的延遲、PSM器件導致的延遲，以及任何無源組件（即RC）可能導致的延遲的總和決定。PSM延遲取決于配置，無論故障響應是設置為即刻關閉還是抗尖峰關閉，以及延遲計數設置。