圖10顯示在經過后端校準后，理論增益誤差與R_FILTER呈函數關系，許多輸入阻抗值都在AD7606的15%公差范圍內。如果輸入阻抗與數據手冊中的典型規格（綠線）相同，表示后端校準完全消除了R_FILTER導致的增益誤差。但是，如果在最壞情況下，控制器假設R_IN = 1.2 MΩ（AD7606C-16數據手冊中給出的典型輸入阻抗），但電阻實際上為1 MΩ（數據手冊中給出的最小值），那么后端校準會不準確，在R_FILTER = 30 kΩ這個給定值下，得出的增益誤差會大于0.5%，無法滿足行業標準的要求。

 

圖10.后端校準誤差取決于實際R_IN值

AD7606B和AD7606C提供片內增益校準功能，在創建高精度數據采集系統時更具優勢。1 無需消耗主機控制器的資源，也無需在出廠測試期間執行任何測量，即可輕松使用和實現的系統增益誤差。每個通道有一個寄存器，您可以將R_FILTER值寫入該寄存器，ADC之后有一個數字模塊，會以數字方式補償這個電阻增加的誤差。這個用戶可編程的數字模塊可以補償增益、失調和相位誤差，本文只介紹增益誤差。這個片內增益校準模塊可以獲知準確的輸入阻抗(R_IN)，所以它始終比后端校準更精準，與實際的R_IN和R_FILTER值無關。

圖11.片內校準模塊。僅以一側通道為例

這個8位寄存器表示R_FILTER整數變量，可以對高達64 kΩ的電阻實施補償，分辨率為1024 Ω。因為這種離散分辨率，如果R_FILTER不是1024的倍數，會產生舍入誤差。圖12中的圖表顯示后校準誤差如何保持在±0.05%以下，不受R_FILTER和R_IN影響（在計算校準系數(K)時會使用這兩個值），不假設R_IN等于其典型值，而是使用內部實際測量得出的R_IN值。如果與圖10相比，以R_FILTER = 30 kΩ為例，這意味著誤差降低高達10倍。這個誤差與R_FILTER完全無關，R_FILTER越大，誤差降低的幅度越大。

 

圖12.片內校準模塊，按照通道

因為輸入阻抗誤差會影響校準精度，所以R_FILTER誤差也會影響校準精度。但是，請大家注意三點：

?               R_FILTER比R_IN小得多，且分立式電阻公差一般也優于內部1 MΩ輸入阻抗公差。

?               在后端校準和片內校準方案中，都會用到R_FILTER公差導致的誤差。

?               用戶可以通過使用公差更低的分立式電阻來最小化R_FILTER公差。

我們可以在啟用片內校準功能的情況下執行類似研究，假設R_FILTER在最糟糕的公差下，以比較不同的常用公差：5%、1%和0.1%。

圖13.R_FILTER分立式電阻公差對片內校準功能精度的影響（最糟糕情況下）

 

試驗臺驗證

輸入阻抗產生的影響

根據之前的理論分析，從圖14和圖15所示的測試數據可以看出，輸入阻抗(R_IN)高達5倍時，R_FILTER電阻對系統增益誤差的影響會降低大約5。例如，AD7606 (R_IN = 1 MΩ)前面的20 kΩ電阻會導致約1%的誤差，而這個電阻位于AD7606B (R_IN = 5 MΩ)前面時，只會導致約0.2%的誤差。但是，只需打開片內增益校準功能，即可進一步改善精度。無需執行任何測量；只需寫入R_FILTER值，四舍五入取最近的1024 Ω的倍數。如此，會將誤差大幅較低至低于0.01%，如圖14所示。請注意，這個誤差實際上是總非調整誤差(TUE)，包括所有的誤差源，因為：

?               假設基準電壓源和基準電壓源緩沖器都是理想的。沒有去除與2.5 V基準電壓源或4.4 V基準電壓源緩沖器輸出之間的偏差。

?               假設在寫入值下，該電阻是理想的，即使存在1%的公差。沒有去除與預期電阻值之間的偏差。

?               沒有從測量值中去除失調誤差，包括AD7606x失調誤差或前端電阻之間的不匹配。

 

圖14.在啟用片內增益校準時，AD7606B的總誤差

AD7606C-16和AD7606C-18的輸入阻抗與AD7606B和AD7606不同，為1.2 MΩ（典型值）。因為輸入阻抗更低，所以該系列中的這些泛型可以實現更低的噪聲和更高的SNR性能。另一方面，在模擬輸入前面使用一個電阻時，它們的系統增益誤差相似。通過啟用片內增益校準，可以再次大幅降低誤差，降低到0.03%以下。

圖15. (a) AD7606C-16在啟用和不啟用片內增益校準時，系統增益誤差與R_FILTER呈函數關系

(b) 片內校準圖上的特寫

總之，外部前端電阻(R_FILTER)導致的增益誤差和片內校準功能的精度都取決于輸入電阻(R_IN)，在每個器件內部該值都是已知的。對這三個類型，如果不進行校準，那么增益誤差隨R_FILTER呈線性變化，表2顯示在3個給定的R_FILTER值下，三個類型之間的比較，以及它們如何完全不受這些電阻值影響。

表2.在給定R_FILTER下，不同泛型（校準和未校準狀態下）的總誤差(%)

RFILTER RFILTER	AD7606	AD7606B (5 MΩ)		AD7606C (1 MΩ)
		未校準	片內校準*	未校準	片內校準*
10 kΩ	0.5%	0.1%	0.01%	0.45%	0.03%
20 kΩ	1.05%	0.2%	0.01%	0.95%	0.03%
50 kΩ	2.5%	0.5%	0.01%	2.5%	0.03%

*最糟糕的誤差，與R_FILTER值無關

可以將這個實際數據與AD7606B/AD7606C部分中獲取的理論數據進行比較。作為示例，圖16在同一個圖中顯示在啟用片內校準時，從AD7606C-16上采集的與R_FILTER呈函數關系的總誤差，以及基于圖13中的理論分析計算得出的最糟糕誤差。盡管測試所得的誤差數據實際上是總非調整誤差（未去除失調或線性誤差），它們仍然低于理論數值。這表明，首先，增益誤差是器件總非調整誤差的主要部分，其次，用在電阻輸入ADC前面的真實電阻的公差在1%指定公差范圍內。

在任何情況下，確認總DC誤差始終小于±0.1% FS，這是許多應用的目標，且無需進行校準，只需將置于前方的電阻的值寫入ADC，只要低于65 kΩ ±1%，則與其值無關。

 

圖16.AD7606C-16的實際結果與理論分析結果之間的比較

 

片內校準與后端校準（測試結果）

如理論研究部分所述，可以在控制器一端（MCU、FPGA、DSP）使用簡單的校準系數。但是，這樣有兩大缺點：需要額外的控制器資源，以及器件與器件之間的輸入阻抗差異會導致誤差。為了顯示與后端校準相比，片內校準所具備的優勢，我們測量了一系列AD7606C-18裝置（在圖17中，受測裝置(UUT)的編號為1到4），在測量時，假設輸入阻抗始終為典型值(R_IN = 1.2 MΩ)。
 

?                 如圖17a所示，UUT #1可以出色完成校準，可與片內校準相媲美。這意味著它的實際輸入阻抗(R_IN)非常接近典型值。

?                 UUT #2至#4顯示出一定偏差，這意味著實際輸入阻抗(R_IN)稍微高于典型值。

?                 片內校準（在所有4個圖中，以深藍色顯示）保持所有裝置和R_FILTER值的總誤差均低于0.03%。

在后端控制器中使用校準系數時，并不考慮PGA的實際輸入阻抗，這意味著器件與器件之間的差異會導致后校準誤差。但是，片內校準會從內部測量輸入阻抗，所以校準結果更準確，且與置于前面的R_FILTER和實際R_IN阻抗無關。這種更低的后校準誤差有助于我們實現更高效、易于使用且精準的系統設計，這是除開“無需對控制器的每個單獨的ADC數據點執行后處理，避免消耗資源”這個優勢以外的另一個優勢。

 

結論

電阻輸入同步采樣ADC是一種完整的解決方案，所有信號鏈模塊均在芯片上，提供出色的AC和DC性能，易于使用，可以直接與傳感器連接。正如某些應用指明，需要在模擬輸入前面增加外部電阻。這些外部電阻會增大系統的精度誤差，導致上市時間延長，且會增加額外的校準成本。ADI公司推出AD7606B系列新型阻抗輸入ADC，幫助解決這一問題。該解決方案包括更大的輸入阻抗和片內校準功能，可以幫助降低外部電阻導致的誤差。

 

參考資料

1 Eamonn J. Byrne。美國專利第10,312,930號：ADC數字增益誤差補償。ADI公司，2019年6月。